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O inversor lógico básico empregando TJB Livro texto, item 4.14 (4 a edição) Vimos como vantagens do uso do TJB para implementação do inversor: A dissipação.

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1 O inversor lógico básico empregando TJB Livro texto, item 4.14 (4 a edição) Vimos como vantagens do uso do TJB para implementação do inversor: A dissipação de potência no circuito é relativamente baixa, tanto no corte quanto na saturação: no corte todas as correntes são zero (exceto pelas pequenas correntes de fuga); em saturação a tensão sobre o transistor é muito pequena (V CEsat ). Os níveis de tensão de saída (V CC e V CEsat ) são bem definidos. Em contraposição, se o transistor opera na região ativa, v O = V CC – R C i C = V CC –  i B R C, que é fortemente dependente do parâmetro  do transistor, que por sua vez é pouco controlável.

2 A característica de transferência de tensão Característica de transferência  Aproximada por 3 segmentos de reta (retas assintóticas) correspondentes à operação do TJB nas regiões de corte, ativa e saturação, conforme indicado. Determinar as coordenadas dos pontos notáveis da característica de transferência, para: R B = 10 k , R C = 1 k ,  = 50 e V CC = 5 V.

3 A característica de transferência de tensão (2) Ganho A v  depende do valor de r   determinado por I C e, , pelo valor de v I. Se  I C   r   R B >> r  

4 As margens de ruído podem agora ser determinadas por (reveja a seção 1.7 do livro texto): As duas margens de ruído são muito diferentes  este circuito é pouco ideal (por que?). Para os valores aqui utilizados: A característica de transferência de tensão (3)

5 O ganho na região de transição pode ser determinado a partir das coordenadas dos pontos notáveis X e Y: Observe que o fato de ser exatamente o mesmo valor encontrado anteriormente é uma coincidência. A característica de transferência de tensão (4) Circuitos TTL: transistor – transistor logic.  Circuitos lógicos com TJB saturado. Limitação de velocidade de operação em razão dos tempos de atraso relativamente longos necessários para cortar um transistor saturado. Para atingir velocidades de resposta elevadas, o TJB não deve entrar na saturação. Armazenamento de cargas portadoras minoritárias na base de um transistor saturado.  Leiam com cuidado este item do livro texto, para melhor entender a limitação de velocidade de operação.

6 Características estáticas completas Livro texto, item 4.15 (4 a edição) Capacitâncias internas e efeitos de segunda ordem. i C – v CB : Características de base comum - (npn). v CB < 0 : JCB  diretamente polarizada  i C diminui, i E const.  i B aumenta em um valor igual à diminuição em i C (saturação).

7 Características de base comum Observe que, na região ativa, as curvas características apresentam uma pequena inclinação  Indica que, na configuração BC, i C depende um pouco da tensão v CB (uma manifestação do efeito Early). No entanto, a inclinação das curvas i C – v CB medidas para uma corrente i E constante é muito menor que a inclinação das curvas i C – v CE medidas para uma tensão v BE constante.  Isto é, a resistência de saída da configuração BC é muito maior do que a do circuito EC com v BE constante (i.e, r o ). Outro ponto importante: uma vez que i C – v CB é medida para i E constante, um aumento de i C com v CB implica uma correspondnete redução em i B.  A dependência de i B com v CB : adição de um resistor r  entre C e B no modelo  -híbrido  modelo expandido.

8 Características de base comum (2) Figura 4.64 O modelo  -híbrido, incluindo a resistência r , que modela o efeito de v c em i b. rr  r  é tipicamente maior que  r o. Este modelo  -híbrido expandido pode ser usado para determinar a resistência de saída R saída da configuração BC = o inverso da inclinação das linhas das curvas características i C – v CB B aterrada; E em aberto (i E é constante); aplique uma tensão entre C e o terra e determine a corrente drenada da tensão de teste.  R saída  r  //  r o (muito elevada)

9 Características de emissor comum Figura 4.65 Características de emissor comum. Note que a escala horizontal foi expandida em torno da origem para mostrar a região de saturação em mais detalhe. i B é mantida constante para cada curva i C  v CE (diferentemente da figura 4.15, em que v BE era mantida constante).  A inclinação na região ativa é diferente de 1 / r o. No caso, a inclinação é maior.

10 Características de emissor comum (2) Pode-se mostrar (vide problema 4.47) que a resistência de saída da configuração EC para i B constante é aproximadamente igual a [r o // (r  /  ]. Na região ativa: o transistor atua como uma fonte de corrente com uma resistência de saída elevada (mas finita). Na região de saturação: o transistor se comporta como uma “chave fechada” com uma pequena “resistência de fechamento” R CEsat. Na saturação, as curvas não se diritem para a origem.  Para um dado valor de i B, a característica i C  v CE na saturação pode ser aproximada por uma linha reta que intercepta o eixo v CE em um ponto V CEoff – tensão residual (offset) da chave transistorizada. Transistores de efeito de campo (FET) não apresentam tais tensões residuais e, portanto, se apresentam como chaves mais ideais. FETs, no entanto, apresentam valores maiores de resistência de fechamento.

11 Características de emissor comum (3) O comportamento do TJB na saturação – figura 4.67 – segue de perto o previsto pela equação (V CEsat ), obtida a partir do modelo de Ebers-Moll. Figura 4.66 Uma visão expandida das características de EC na região de saturação. Figura 4.67 Uma das curvas características i C – v CE na região de saturação. Note que a característica pode ser modelada por uma tensão residual V CEoff e por uma resistência de pequeno valor R CEsat.

12 O  do transistor Transistor: operando com uma corrente de base I BQ, uma corrente de coletor I CQ e uma tensão C–E V CEQ.  Definido o ponto de operação Q.  A razão entre I CQ e I BQ é chamada de  cc ou h FE (parâmetro h direto na configuração emissor comum – vide Apêndice B – Parâmetros de quadripolos). Transistor – usado como um amplificador  é primeiramente polarizado em um ponto Q.  Sinais aplicados ao circuito causam mudanças incrementais em i B, i C e v CE em torno de Q.  Pode-se definir um  incremental ou ca mantendo a tensão C-E constante em V CEQ (a fim de eliminar o efeito Early) e variando i B de um incremento  i B. Se i C variar em um incremento  i C :

13 O  do transistor (2) v CE = constante  v ce = 0  h fe : ganho de corrente de curto-circuito. Análises para pequenos sinais:  =  ca (h fe ). Análise ou projeto de um circuito de chaveamento:  =  cc (h FE ). Observe que o valor de  depende do nível de corrente no dispositivo – Figura Figura 4.68 Dependência típica de  com I C e com a temperatura em um moderno transistor npn de silício empregado em circuitos integrados projetado para operar em torno de 1 mA.

14 Os parâmetros H – quadripolos (Apênd. B) 2 variáveis de excitação (ex: V 1 e V 2 ) 2 variáveis de resposta (ex: I 1 e I 2 )  A caracterização híbrida (ou parâmetros h) da rede de dois acessos é baseada na excitação da rede por I 1 e V 2 (variáveis independentes): Rede linear de dois acessos  h 11 : a impedância de entrada no acesso 1 com o acesso 2 curto-circuitado  h 12 : a razão de tensão reversa ou de realimentação da rede, medida com o acesso de entrada em circuito aberto.

15 Os parâmetros H – quadripolos (2)  h 21 : o ganho de corrente da rede com o acesso de saída curto-circuitado (ganho de corrente em curto-circuito).  h 22 : a admitância de saída com o acesso de entrada em circuito aberto.

16 Os parâmetros H – quadripolos (3) FONTE: (1) h ie : Impedância de entrada (V in / I in ), quando V out = 0 (em curto). (2) h re : Relação entre a tensão de entrada e a tensão de saída (V in / V out ), forçando I in a zero (circuito aberto). (3) h fe : Ganho de corrente (I out / I in ) com V out = 0 (em curto). (4) h oe : Condutância de saída (I out / V out ) com I in = 0 (circuito aberto). Observação: correntes e tensões ac. Modelo linear  variações pequenas em torno do ponto de operação. - Equivalente Norton no acesso de saída; - Equivalente Thevenin no acesso de entrada.

17 Os parâmetros H – quadripolos (4) FONTE: Aplicações:  Resistor série:  TJB 2N3904 (polarizado com I C = 1 mA) – (configuração EC):

18 Os parâmetros H – quadripolos (5) FONTE:  Os parâmetros (Y) são complexos, de modo a levar em consideração os efeitos das altas freqüências.  Circuito amplificador integrado – Motorola, part # MC1590 (15 transistores, diodos e resistores – caracterização de quadripolo)

19 TJB: região de saturação – análise gráfica Reta de carga Q Figura 4.69 Expansão da região de saturação das curvas características juntamente com uma reta de carga que resulta na operação em um ponto Q na região de saturação  Nesse caso, variações na corrente de base resultam em variações muito pequenas em i C e v CE e o  incremental (  ca ) é muito pequeno.

20 A ruptura do transistor As tensões máximas que podem ser aplicadas ao TJB são limitadas pelos efeitos de ruptura nas junções EB e CB (mecanismo de avalanche). Configuração BC: Característica i C – v CB (Figura 4.63)  Para i E = 0 (emissor em aberto), a junção CB se rompe para uma tensão denominada BV CBO (Breakdown Voltage between Collector and Base with emitter Open). – Tipicamente, BV CBO > 50V. Configuração EC: Característica i C – v CE (Figura 4.65)  Ruptura ocorre para uma tensão BV CEO (às vezes chamado de tensão de manutenção LV CEO (sustaining voltage) – Tipicamente, BV CEO é metade de BV CBO.

21 A ruptura do transistor (2) Ruptura da JCB (configurações BC e EC) não é destrutiva, enquanto a dissipação de potência no dispositivo for mantida dentro de limites seguros. Ruptura da JEB: A JEB rompe-se por avalanche para uma tensão BV EBO muito menor que BV CBO. – Tipicamente, BV EBO está na faixa de 6 a 8 V, e a ruptura é destrutiva  O  do transistor é permanentemente reduzido. Esta redução do  não é preocupante quando da utilização da JEB como um diodo zener para gerar tensões de referência em projetos de CIs. A ruptura do transistor e a máxima dissipação de potência admissível são parâmetros importantes no projeto de amplificadores de potência.

22 A ruptura do transistor (3) Exercício 4.42: Qual a tensão de saída do circuito da figura se o BV BCO do transistor é de 70V? Resp: – 60 V

23 Capacitâncias internas no TJB Lembrem-se que a junção pn exibe efeitos de armazenamento de cargas que podem ser modelados como capacitâncias. A capacitância de difusão ou de carregamento de base C de. Quando o transistor está operando no modo ativo ou de saturação, cargas devidas aos portadores minoritários são armazenadas na região de base:  F : tempo de trânsito de base direto (forward base-transit time)  Representa o tempo médio que um portador de carga (elétron) leva para atravessar a base.  Tipicamente: faixa de 10 a 100 ps. (No modo ativo reverso:  R >>  F ). Constante do dispositivo, com dimensão de tempo Aplicável a grandes sinais

24 Capacitâncias internas no TJB (2) i C : exponencialmente relacionada a v BE  Q n depende de v BE da mesma forma  Efeito capacitivo não-linear. Para pequenos sinais: capacitância de difusão C de : A capacitância da junção base-emissor ou da camada de depleção C je : O valor de C je para tensão zero Tensão interna da JEB (tipicamente, 0,9 V) Coeficiente de graduação da JEB (tipicamente, 0,5)

25 Capacitâncias internas no TJB (3) A capacitância da junção coletor-base ou de depleção C  : No modo ativo de operação, a JCB está reversamente polarizada e sua capacitância de junção ou de depleção: O modelo  -híbrido para altas freqüências: C  = C de + C je : capacitância de EB (tipicamente, na faixa de alguns pF até algumas dezenas de pF). C  : a capacitância de CB (tipicamente, na faixa de uma fração de pF até alguns poucos pF). O valor de C  para tensão zero Tensão interna da JCB (tipicamente, 0,75 V) Coeficiente de graduação da JCB (tipicamente, 0,2 – 0,5)

26 O modelo  -híbrido para altas freqüências Resistência r  omitida (mesmo em freqüências médias, a reatância de C  é muito menor que r . Adicionou-se a resistência r x : para modelar a resistência do silício da região de base entre o terminal de base B e um terminal de base interno (ou intrínseco) fictício B’, que está posicionado exatamente sobre a região do emissor.  Tipicamente, r x é da ordem de algumas dezenas de ohm e seu valor depende do nível de corrente de uma maneira relativamente complicada. Como r x << r p, seu efeito é desprezível em baixas freqüências. No entanto, sua presença é importante em altas freqüências.

27 Comportamento de chaveamento do TJB FONTE: t d,1 : initial delay time (carregamento da capacitância da JBE). t rise : tempo de subida da corrente de coletor. t d,2 : delay time (descarregamento da capacitância da JBE – enquanto houver carga significativa armazenada na região da base, a corrente de coletor continuará a existir.).

28 A freqüência de corte As especificações do TJB fornecidas pelo fabricante normalmente não especificam o valor de C .  Normalmente é fornecido o comportamento de  ou h fe em função da freqüência. (Para determinar C  e C , deve-se deduzir expressões para h fe em função da freqüência em termos dos parâmetros  -híbridos). Figura 4.71 Circuito para determinar uma expressão para h fe (s)  I c / I b.

29 A freqüência de corte (2) Impedância vista entre B’ e E Valor de  para baixas freqüências

30 A freqüência de corte (3) : Resposta de pólo simples com uma freqüência de corte em  =  b. : freqüência de ganho unitário.  A faixa de passagem de ganho unitário f T é usualmente incluída pelo fabricante do transistor em suas especificações (tipicamente na faixa de 100 MHz até dezenas de GHz).

31 A freqüência de corte (4)  Em alguns casos, f T é fornecida em função de I C e V CE. g m : diretamente proporcional a I C ; C  : apenas uma parte (a capacitância de difusão C de ) é diretamente proporcional a I C. f T diminui para baixas freqüências. Diminuição de f T para altas correntes: mesmo fenômeno que reduz   para altas correntes. Na região em que f T é praticamente constante: C  é dominada pela componente de difusão.

32 A freqüência de corte (5) Observações importantes: • O modelo  -híbrido da figura 4.71 caracteriza a operação do transistor com razoável precisão até freqüências de cerca de 0,2  T. • Para freqüências mais altas deve-se adicionar outros elementos parasitários no modelo, além de refinar esse modelo para considerar que o transistor se torna uma rede de parâmetros distribuídos que estamos tentando modelar através de um circuito com componentes concentrados. • No modelo da figura 4.71, para freqüências acima de 5 a 10  b, pode-se ignorar a resistência r .  Nesse caso, r x torna-se a única parte resistiva da impedância de entrada.  Uma determinação precisa de r x deve ser feita a partir de medidas em altas freqüências.

33 Figura 5.71 (5 a edição) (a) Amplificador EC acoplado por capacitores. (b) Esboço da magnitude do ganho do amplificador EC pela freqüência. O gráfico define três bandas de freqüência relevantes à determinação da resposta em freqüência. A resposta em freqüência do amplificador EC

34 Figura 5.72 (5 a edição) Determinação da resposta em alta freqüência do amplificador EC: (a) circuito equivalente; (b) o circuito em (a) simplificado tanto no lado de entrada quanto no lado de saída; (c) circuito equivalente com C  substituído no lado da entrada pela capacitância equivalente C eq ; (d) esboço do gráfico da resposta em freqüência, a qual é a resposta de um circuito passa-baixas STC (constante de tempo única).

35 Figura 5.73 (5a edição) Análise da resposta em baixa freqüência do amplificador EC: (a) circuito amplificador com as fontes dc removidas; (b) o efeito de C C1 é determinado assumindo-se que C E e C C2 atuam como curtos perfeitos;

36 Figura 5.73 (Continuação) (c) o efeito de C E é determinado assumindo-se que C C1 e C C2 atuam como curtos perfeitos; (d) o efeito de C C2 é determinado assumindo-se que C C1 e C E atuam como curtos perfeitos;

37 Figura 5.73 (Continuação) (e) esboço do ganho em baixas freqüências assumindo-se que C C1, C E e C C2 não interaem e que suas freqüências de quebra (ou pólos) encontram-se bastante separados.


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