OSCILADORES.

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1 OSCILADORES

2 CONTEÚDO 4- Osciladores (4 aulas)
Principios básicos, critério de Barkhausen, estabilização de amplitude. Osciladores RC-Activos Osciladores de cristal e LC Osciladores de relaxação

3 Osciladores Sinusoidais:
Geradores de sinal Aplicações: Computadores e sistemas de controlo  impulsos de relógio Sistemas de telecomunicações  sinais de formas variadas são utilizados como portadores Equipamento e teste e medida  sinais de formas variadas são utilizados para testar e caracterizar dispositivos e circuitos electrónicos Osciladores Sinusoidais: Osciladores Lineares  utilizam o fenómeno de ressonância e são constituídos por um A.O. com realimentação positiva e um circuito RC ou LC selectivo na frequência. Osciladores Não Lineares  resultam da modificação de uma onda triangular obtida por um processo não linear. No Projecto de circuitos electrónicos é necessário utilizar sinais de tensão pré-estabelecidos de forma sinusoidal, triangular e rectangular, impulsos de relógio. Geradores de onda quadrada, triangular, impulsos: Geradores não lineares empregam multivibadores (biestável, astável, monoestável)

4 Ganho da malha de rectroacção:
Geradores de sinal Osciladores Sinusoidais – Princípios básicos de osciladores lineares Passo 1 – empregam-se métodos de análise de realimentação no domínio da frequência Passo 2 – aplica-se um método não linear para controlo de amplitude Estrutura básica de um oscilador sinusoidal. Uma malha de realimentação positiva é formada por um amplificador e um circuito selector de frequência Num circuito real não existe sinal de entrada. O sinal Xs é incluído para explicar o princípio de operação. Ganho da malha de rectroacção: Equação característica:

5 Critério de oscilação (Critério de Barkhausen)
Geradores de sinal Critério de oscilação (Critério de Barkhausen) Ganho da malha de rectroacção: Equação característica: Condição para se ter um oscilador sinusoidal à frequência w0 Se a uma frequência específica fo o ganho da malha de rectroacção Abeta é iguql à unidade o ganho Af surge infinito. Isto significa que a esta frequência o circuito terá uma saída finita quando a entrada é zero. Este circuito é por definição um oscilador. O critério de Barkhausen deve verificar-se apenas para a frequência de oscilação para que não haja distorção. Deve verificar-se apenas para a frequência de oscilação

6 Estrutura básica de um oscilador sinusoidal.
Geradores de sinal Estrutura básica de um oscilador sinusoidal. Examinando os pólos da função de transferência, (1-A(s)b(s)=0 ). Para que o circuito produza oscilações à frequência w0 a equação característica deverá ter zeros sobre o eixo imaginário s=±jw0, pelo que a função deverá ter um factor da forma (s2+w02). . Uma malha de realimentação positiva é formada por um amplificador e um circuito selector de frequência Num circuito real não existe sinal de entrada. O sinal Xs é incluído para explicar o princípio de operação.

7 Circuito de realimentação com alta selectividade na frequência
Dependência da estabilidade da frequência do oscilador com a variação de fase Para uma variação acentuada de fase Df  variação de Dw0 grande df/dw  Dw0 pequeno (resultante de uma mudança num componente devido por exemplo à temperatura) (grande df/dw) corresponde a uma pequena variação na frequência (Deltaw0 pequeno) Circuito de realimentação com alta selectividade na frequência Circuito ressonante com Q elevado Quanto mais inclinada for a característica arg[b(jw)] menor será a variação da frequência de oscilação:

8 Ab=1 e w=w0 Ab<1 Ab>1 Estabilização da amplitude
As oscilações amortecem Variação de temperatura Ab>1 A amplitude das oscilações aumenta Mecanismo para forçar Ab=1  circuito de controlo do ganho não linear Para que o circuito comece a funcionar é necessário que os pólos, inicialmente se situem ligeiramente á direita do eixo imaginário. A oscilação estabelece-se devido ao ruído que está sempre presente e a sua amplitude cresce. Devido á nãolinearidade do AO o seu ganho decresce quando a amplitude aumenta e isso faz com que os pólos se desloquem até ficarem sobre o eixo imaginário. A não linearidade existe sempre e é indispensável para a estabilização da amplitude. Deve no entanto ser pouco acentuada para não existir distorção. O ganho inicial do Ampl. Deve ser apenas ligeiramente superior ao requrido pela condição de oscilação, o que corresponde aos pólos situados à direita do eixo imaginário mas próximos dele.

9 Estabilização da amplitude
Funcionamento do circuito não linear de controlo do ganho 1 - Projeta-se o circuito de modo a Ab>1 (pólos próximo do eixo imaginário) 2 - Quando a fonte de alimentação é ligada as oscilações aumentam 3 - Quando a amplitude da oscilação atinge o valor desejado o controlo não linear actua e põe o ganho da malha de rectroacção a 1. (os pólos são deslocados para o eixo imaginário) 4 - Esta acção faz com que o circuito mantenha as oscilações na amplitude desejada. 5 - Se o ganho Ab ficar menor que 1 as oscilações diminuem de amplitude. Isto é detectado pelo controlador que volta a colocar o ganho Ab em 1. Para que o circuito comece a funcionar é necessário que os pólos, inicialmente se situem ligeiramente á direita do eixo imaginário. A oscilação estabelece-se devido ao ruído que está sempre presente e a sua amplitude cresce. Devido à não linearidade do AO o seu ganho decresce quando a amplitude aumenta e isso faz com que os pólos se desloquem até ficarem sobre o eixo imaginário. A não linearidade existe sempre e é indispensável para a estabilização da amplitude. Deve no entanto ser pouco acentuada para não existir distorção. O ganho inicial do Ampl. Deve ser apenas ligeiramente superior ao requrido pela condição de oscilação, o que corresponde aos pólos situados à direita do eixo imaginário mas próximos dele.

10 Circuito Limitador para Controlo de Amplitude
Caracteristica de Transferência Circuito Limitador para Controlo de Amplitude Teorema de Sobreposição

11 Circuito Limitador para Controlo de Amplitude
Caracteristica de Transferência Circuito Limitador para Controlo de Amplitude Valor de vO para o qual D1 conduz: À medida que vI aumenta vO torna-se mais negativo e VB também pelo que D2 se mantem no corte. VA torna-se cada vez menos positivo até que atinge -0,7V passando D1 a conduzir. Considerando o modelo do diodo como uma queda de tensão constante VD, o valor de VO para o qual D1 conduz pode se determinado a partir da equação a amarelo considerando vA=-VD (L-). O mesmo se faz para determinar vO quando D2 conduz, usando a equação a azul (L+). O valor de VI correspondente obtêm-se dividindo L- pelo ganho do limitador –Rf/R1.Se vI aumentar acima deste valor é injectada mais corrente em D1 e vA mantem-se igual a menos VD. Assim a corrente em R2 fica constante e a corrente adicional de D1 passa por R3. Com efeito a resistência R3 aparece em paralelo com Rf e o ganho incremental é –(Rf//R3)/R1. R3 deve ter um valor pequeno para que a inclinação da característica de transferência na zona de limitação seja baixa. vA =-VD vB =-VD Valor de vO para o qual D2 conduz:

12 Circuito Limitador para Controlo de Amplitude
Quando Rf é removida o circuito transforma-se num comparador. Aumentando Rf obtêm-se um ganho maior na região linear, e os níveis limite L- e L+ e os ganhos na zona de limitação não variam. Se se retirar Rf obtem-se a característica de um comparador. Isto é o circuito compara vI com zero se vI>0 vo é aproximadamente L- se vI<0 vo é aproximadamente L+.

13 Condição para haver oscilação
Osciladores RC Activos Oscilador em ponte de Wien Ampop ligado em montagem não inversora com um ganho de 1+R2/R1 Na malha de realimentação positiva liga-se um circuito RC Determinação do ganho: O ganho determina-se multiplicando a função de transferência Va(s)/Vo(s) da malha de realimentação positiva pelo ganho da montagem não inversora Osciladores que utilizam opamps e malhas RC. Oscilador em ponte de Wien sem circuito de limitação. Para que o circuito comece a oscilar R2/R1 deverá ser ligeiramente maior que 2 o que faz com que as raizes da equação característica 1-L(s)=0 se situem ligeiramente à direita do eixo imaginário. A amplitude das oscilações pode ser controlada inserindo um circuito de limitação não linear. Condição para haver oscilação

14 Condição para haver oscilação
Osciladores RC Activos Oscilador em ponte de Wien Condição para haver oscilação Os pólos são as raizes de 1-AB(s)=0 ou 1-L(s)=0 Osciladores que utilizam opamps e malhas RC. Oscilador em ponte de Wien sem circuito de limitação. Para que o circuito comece a oscilar R2/R1 deverá ser ligeiramente maior que 2 o que faz com que as raizes da equação característica 1-L(s)=0 se situem ligeiramente à direita do eixo imaginário. A amplitude das oscilações pode ser controlada inserindo um circuito de limitação não linear.

15 Osciladores RC Activos Oscilador em ponte de Wien
Lugar geométrico dos pólos quando A varia x A=3 A=1 A=0 Para 1<A<5 os pólos são complexos e situam-se sobre uma circunferência de raio w0 O circuito é dimensinado para A aproximadamente igual a 3 mas um pouco maior para que as oscilações se iniciem Para A=3 os pólos são imaginários puros e situam-se sobre o eixo imaginário Osciladores que utilizam opamps e malhas RC. Oscilador em ponte de Wien sem circuito de limitação. Para que o circuito comece a oscilar R2/R1 deverá ser ligeiramente maior que 2 o que faz com que as raizes da equação característica 1-L(s)=0 se situem ligeiramente à direita do eixo imaginário. A amplitude das oscilações pode ser controlada inserindo um circuito de limitação não linear. Para A>3 os pólos passam para adireita do eixo imaginário

16 Oscilador em ponte de Wien com limitador para controlo de amplitude
Osciladores RC Activos Oscilador em ponte de Wien com limitador para controlo de amplitude Oscilador em ponte de Wien limitador para controlo de amplitude O limitador é formado pelos diodos D1 e D2 e pelas resistências R3 R4 R5 e R6. Funciona da seguinte maneira: no pico positivo da tensão vO, a tensão no nó b excede a tensão v1 que é aproximadamente um terço de vO e o diodo D2 conduz. Isto faz com que vO fique limitada a um valor determinado por R5 e R6 e a fonte negativa de tensão. O valor do pico positivo de tensão pode ser determinado fazendo vb=v1+VD2 e escrevendo uma equação do nó b desprezando a corrente em D2. Da mesma maneira o pico de tensão negativo é calculado fazendo va=v1-VD1 e escrevendo a equação no nó a desprezando a corrente em D1. para obter uma onda simétrica faz-se R3=R6 e R4=R5.

17 Osciladores RC Activos
Oscilador de desvio de fase. Princípio de operação Consiste num amplificador de ganho –K com uma malha de rectroacção constituida por três secções RC passa alto. São necessárias três secções para produzir o desvio de fase de 180º, que tendo em conta o ganho negativo são necessárias para satisfazer a condição de oscilação. K deve ser igual (pouco maior para as oscilações começarem) ao inverso da amplitude da função de transferência da malha RC à frequência de oscilação. As oscilações começam tendo que ser limitadas por um circuito limitador.

18 Osciladores RC Activos
Oscilador de desvio de fase com limitador para estabilização de amplitude. Para começar a oscilação Rf tem que ser feito ligeiramente maior que o valor requerido. Para determinar o ganho da cadeia de rectroacção interrompe-se a cadeia em X e determina-se Abeta começando pela saída e andando para tráz determinando as correntes e tensões nos vários pontos. Para os valores dados: fo=574.3 Hz e o valor mínimo de Rf para começarem as oscilações é 120kohm. Ganho da cadeia de rectroacção, sem o limitador.

19 Osciladores RC Activos Princípio de operação
O circuito consiste num filtro passa banda com alto factor de qualidade ligado na malha de rectroacção positiva com um limitador ideal. Considere-se que as oscilações já começaram. A saída será uma sinusóide cuja frequência é igual à frequência central do filtro f0. A sinusoide v1 alimenta o limitador que produz na sua saída v2 uma onda quadrada cujos limites +V e –V são determinados pelos limites do limitador e cuja frequência é f0. V2 por sua vez alimenta o filtro que produz a sinosóide v1. Obviamente que a distorção de v1 depende da selectividade do filtro passa banda. Diagrama de Blocos do oscilador filtro-activo-sintonizado

20 Osciladores RC Activos
Implementação prática do oscilador filtro-activo-sintonizado Usa um filtro passa banda baseado no circuito de simulação de indutância de Antoniou. (a resistência R2 e C4 estão trocados) Limitador

21 O limite inferior de frequência resulta das dimensões dos componentes
Osciladores RC Activos Conclusões: Os osciladores RC activos utilizam-se para frequências entre 10Hz e 100kHz (máx 1MHz) O limite inferior de frequência resulta das dimensões dos componentes O limite superior de frequência resulta da resposta em frequência e do slew-rate dos amplificadores operacionais. Para frequências superiores utilizam-se osciladores de cristal e circuitos formados por transistores e malhas LC sintonizadas

22 Osciladores de cristal e LC Sintonizados Osciladores LC sintonizados
Um transistor com um circuito LC paralelo sintonizado entre o colector e a base (ou dreno e fonte), com uma fracção da tensão deste circuito a alimentar o emissor (fonte) Oscilador de Hartley Oscilador de Colpitts Ambos os circuitos utilizam transistores bipolares ou MOSFET com um circuito LC sintonizado, ou cristais como elementos de rectroacção. São utilizados para gerar formas de onda sinusoidais de frequências entre 100kHz e centenas de MHz. Maior factor de qualidade que os osciladores anteriores. São difíceis de sintonizar numa gama larga de frequências e os osciladores de cristal operam a uma só frequência. R modela as perdas da bobina, a resistência de carga do oscilador e a resistência de saída do transistor. Se a frequência de operação for suficientemente baixa podemos desprezar as capacidades do transistor. A frequência de oscilação pode ser determinada pela frequência de ressonância do circuito LC (tanque de energia) Frequência de oscilação

23 =0 =0 Oscilador de Colpitts Circuito equivalente Equação no nó C:
as oscilações começam Vp pode ser eliminado Para determinar a condição de oscilação para o oscilador de Colpitts substitui-se o transistor pelo seu circuito equivalente. Para simplificar a análise despreza-se Cmiu e rpi . Considera-se Cpi parte de C2, e ro é incluida em R. para determinar o ganho da malha parte-se a malha na base do transistor, aplica-se uma tensão vpi e determina-se a tensão que aparece nos terminais de entrada do transistor. Iguala-se o ganho da malha a um. Com o crescimento das oscilações em amplitude as características não lineares do transistor reduzem o valor efectivo de gm e correspondentemente reduzem o ganho da malha para 1, mantendo as oscilações. Estes osciladores utilizam as características não lineares dos transistores para efectuarem a operação de limitação da amplitude de oscilação. Especificamente o ganho do transistor é reduzido quando as oscilações aumentam. =0 =0 Para as oscilações começarem Condição de oscilação Frequência de oscilação

24 Circuito completo de um oscilador de Colpitts

25 Oscilador de Cristal piezoeléctrico
Reactância do cristal em função da frequência símbolo Circuito equivalente [Despresando a pequena resistência r, Zcristal = jX(w)]. Um cristal piezoeléctrico exibe características de ressonância electromecânica muito estáveis (com o tempo e temperatura) e que são muito selectivas (Q muito elevado). As propriedades de ressonância são caracterizadas por uma indutância muito elevada L um condensador série Cs muito pequeno (0,0005pF), uma resistência r representando um factor de qualidade Q=w0L/r (maior que ) e uma capacidade em paralelo Cp (alguns picofarad). O condensador Cp representa a capacidade electroestática entre os dois pratos em paralelo do cristal Cp>>>Cs. Despresando r a impedância Z(s) do cristal é dada por O cristal tem duas frequências de ressonância Ws e Wp. Wp>ws e como Cp>>Cs as duas ressonâncias estão muito próximas. A reactância do cristal´tem carácter indutivo numa banda de frequência muito estreita entre ws e wp. Esta banda e frequência é muito bem definida. Podemos utilizar o cristal para definir a bobine no oscilador de Colpitts. wp>wS

26 Oscilador de cristal utilizando um inversor CMOS como amplificador (Pierce)
Frequência de ressonância definida por L e pela série de Cs com (Cp+C1C2/(C1+C2)) como Cs é muito menor torna-se dominante e a frequência de ressonância é: Como se indica nesta figura. O circuito resultante oscilará a uma frequência de ressonância definida pela indutância do cristal L e com o equivalente série de Cs e (Cp+C1C2/(C1+C2)). Como Cs é muito menor que os outros 3 condensadores será dominante e a frequência de oscilação será wo=1/raiz de LCs aproximadamente igual a Ws. Muito estável mas só funciona a frequência fixa.

27 Osciladores de Relaxação
Realimentação positiva capaz de operação biestável. Analogia fisica para a operação do circuito biestável A bola não pode permanecer indefinidamente na situação em que está, qualquer perturbação a fará cair para um dos dois estados estáveis. Biestabilidade (dois estados) pode ser obtida como sabemos com realimentação positiva com ganho de realimentação maior do que 1.

28 Osciladores de Relaxação Gerador de onda rectangular
multivibrador biestável circuito RC na malha de realimentação Uma onda quadrada pode ser gerada por por um multivibrador biestável com uma malha RC na malha de realimentação como mostra a figura Uma onda quadrada pode ser gerada por um multivibrador biestável com um circuito RC na malha de realimentação como mostra a figura

29 Osciladores de Relaxação
Multivibrador Astável Operação (carga): vO=L+ 1. vO=L+ 2. O condensador carrega através de R com t=CR 3. A tensão na entrada (–) do A.O. é 4. A tensão na entrada (+) do A.O. é Considere-se a saída vO igual a L+. O condensador C vai carregar através de R, pelo que a tensão v- (na entrada – do ampop vai subir exponencialmente até L+com uma constante de tempo tau=RC. Entretanto a tensão na entrada + do ampop é beta x L+. Tudo se mantêm até que v- atinge o valor beta x L+. Nesse instante o amplificador muda de estado passando vO a ser negativo e igual a L- e portanto v+=betaxL-. O condensador começa a descarregar e a tensão v- decresce exponencialmente até betaL- ponto em que a biestável volta a mudar de estado. O ciclo repete-se. 5. Quando v- atinge o valor de v+ o A.O. Muda de estado e vo=L-

30 Osciladores de Relaxação
Multivibrador Astável Operação (descarga): vO=L- 6. vO=L- 7. O condensador descarrega através de R com t=CR 8. A tensão na entrada (–) do A.O. é 4. A tensão na entrada (+) do A.O. é Considere-se a saída vO igual a L+. O condensador C vai carregar através de R, pelo que a tensão v- (na entrada – do ampop vai subir exponencialmente até L+com uma constante de tempo tau=RC. Entretanto a tensão na entrada + do ampop é beta x L+. Tudo se mantêm até que v- atinge o valor beta x L+. Nesse instante o amplificador muda de estado passando vO a ser negativo e igual a L- e portanto v+=betaxL-. O condensador começa a descarregar e a tensão v- decresce exponencialmente até betaL- ponto em que a biestável volta a mudar de estado. O ciclo repete-se. 5. Quando v- atinge o valor de v+ o A.O. Muda de estado e vo=L+

31 Osciladores de Relaxação
Multivibrador Astável Cálculo do período T = T1+T2 Durante T2 a tensão v- é: (t=T1 no início de T2) Durante T1 a tensão v- é: (t=0 no início de T1) Fazendo em t= T1 fica: Fazendo em t= T1 fica: ou: ou: Considere-se a saída vO igual a L+. O condensador C vai carregar através de R, pelo que a tensão v- (na entrada – do ampop vai subir exponencialmente até L+com uma constante de tempo tau=RC. Entretanto a tensão na entrada + do ampop é beta x L+. Tudo se mantêm até que v- atinge o valor beta x L+. Nesse instante o amplificador muda de estado passando vO a ser negativo e igual a L- e portanto v+=betaxL-. O condensador começa a descarregar e a tensão v- decresce exponencialmente até betaL- ponto em que a biestável volta a mudar de estado. O ciclo repete-se.

32 Esquema geral para gerar formas de onda triangulares e rectangulares
Cálculo do período T = T1+T2 Substituir o filtro passa baixo RC da malha de rectroacção por um integrador. ( o integrador é um filtro com frequência de corde em DC). O integrador causa carga e descarga do condensador lineares, gerando uma forma de onda triangular. (Como o intgrador é inveror usa-se uma biestável inversora. Considere-se a saida da biestável v0 =L+. Uma corrente igual a L+/R fluirá na resistência R e no condensador causando a saída do integrador a decrescer linearmente com um declive –L+/RC, como se mostra na figura. Quando a saída do integrador atinge o valor VT da biestável esta muda de estado e a saída v2 passa a ser igual a L-. Neste instante a corrente em R muda de sinal. A saída do integrador começa a crescer linearmente até atingir o valor VTH altura em que a biestável muda de sinal e v2 passa a ser igual a L+ voltando ao princípio. Onda simétrica L+=L-

33 Gerador de onda rectangular
Circuito monoestável Estado estável Gerador de onda rectangular 1 - Tensão em A = L+ 2 - Diodo D1 “on” 3 – Se R4>>>R1 o diodo D2 conduz uma corrente muito pequena e, 4 - O ganho da montagem é aprox. b=R1/(R1+R2) 5 - vC=bL+>VD1 Como o nome indica uma monoestável tem um estado estável no qual pode permanecer indefinidamente e tem um estado quasi-estável onde pode permanecer um tempo pré determinado que é igual à largura do impulso de saída. (serve por exemplo para iniciar uma determinada função num determinado instante) O circuito da monoestável é constituido por um gerador de onda quadrada onde se junta o Diodo D1 em paralelo com C1 e o circuito formado por D2 R4 e C2. Operação: No estado estável (estado em que se encontra se não houver impulso na entrada) a saída do AO está em L+ e o diodo d1 conduz através de R3. Selecionando R4>>>R1 por forma a que D2 conduza uma corrente muito pequena a tensão no ponto C é aproximada mente AR1/(R1+R2). Assim vC=beta L+. O estado estável é mantido porque (beta x L+) é maior que VD1. Considere-se agora que na entrada de trigger surge o flanco descendente de um impulso. Através de C2 surge no cátodo de D2 um pico de tensão descendente e D2 conduz fortemente fazendo baixar a tensão em C. Se o sinal de trigger tiver altura suficiente para que vC fique menor do que VB o AO vê uma tensão negativa e a sua saída muda de estado para L-. Vo faz com que vC se torne negativo e igual a (beta x L-). D2 passa ao corte, isolando o circuito de outras mudanças no sinal de trigger. A tensão negativa em A causa D1 a passar ao corte e C1 começa a descarregar exponencialmente para L- com uma constante de tempo C1R3

34 Gerador de onda rectangular
Circuito monoestável Estado quasi-estável Surge um flanco descendente na entrada de trigger 1 – D2 conduz francamente pois a Tensão em E diminui fortemente. 2 – A tensão vC diminui. 3 – Qd vC<vB o A.O. muda de estado e a tensão em A=L-. 4 – vC=bL- e D2 corta. 5 – D1 corta. 6 – C1 descarrega exponencialmente para L- com t=C1R3. 7 – Qd vB fica menor bL- o A.O. Muda de estado para L+. 8 – Condensador C1 carrega até L+ , até o diodo D1 entrar em condução e o circuito entra no estado estável Gerador de onda rectangular Como o nome indica uma monoestável tem um estado estável no qual pode permanecer indefinidamente e tem um estado quasi-estável onde pode permanecer um tempo pré determinado que é igual à largura do impulso de saída. (serve por exemplo para iniciar uma determinada função num determinado instante) O circuito da monoestável é constituido por um gerador de onda quadrada onde se junta o Diodo D1 em paralelo com C1 e o circuito formado por D2 R4 e C2. Operação: No estado estável (estado em que se encontra se não houver impulso na entrada) a saída do AO está em L+ e o diodo d1 conduz através de R3. Selecionando R4>>>R1 por forma a que D2 conduza uma corrente muito pequena a tensão no ponto C é aproximada mente AR1/(R1+R2). Assim vC=beta L+. O estado estável é mantido porque (beta x L+) é maior que VD1. Considere-se agora que na entrada de trigger surge o flanco descendente de um impulso. Através de C2 surge no cátodo de D2 um pico de tensão descendente e D2 conduz fortemete fazendo baixar a tensão em C. Se o sinal de trigger tiver altura suficiente para que vC fique menor do que VB o AO vé uma tensão negativa e a sua saída muda de estado para L-. To faz com que vC se torne negativo e igual a (beta x L-). D2 passa o corte, isolando o circuito de outras mudanças no sinal de trigger. A tensão negativa em A causa D1 a passar ao corte e C1 começa a descarregar exponencialmente para L- com uma constante de tempo C1R3

35 Gerador de onda rectangular
Circuito monoestável Estado quasi-estável Gerador de onda rectangular Determinação de T Como o nome indica uma monoestável tem um estado estável no qual pode permanecer indefinidamente e tem um estado quasi-estável onde pode permanecer um tempo pré determinado que é igual à largura do impulso de saída. (serve por exemplo para iniciar uma determinada função num determinado instante) O circuito da monoestável é constituido por um gerador de onda quadrada onde se junta o Diodo D1 em paralelo com C1 e o circuito formado por D2 R4 e C2. Operação: No estado estável (estado em que se encontra se não houver impulso na entrada) a saída do AO está em L+ e o diodo d1 conduz através de R3. Selecionando R4>>>R1 por forma a que D2 conduza uma corrente muito pequena a tensão no ponto C é aproximada mente AR1/(R1+R2). Assim vC=beta L+. O estado estável é mantido porque (beta x L+) é maior que VD1. Considere-se agora que na entrada de trigger surge o flanco descendente de um impulso. Através de C2 surge no cátodo de D2 um pico de tensão descendente e D2 conduz fortemete fazendo baixar a tensão em C. Se o sinal de trigger tiver altura suficiente para que vC fique menor do que VB o AO vé uma tensão negativa e a sua saída muda de estado para L-. To faz com que vC se torne negativo e igual a (beta x L-). D2 passa o corte, isolando o circuito de outras mudanças no sinal de trigger. A nsão negativa em A causa D1 a passar ao corte e C1 começa a descarregar exponencialmente para L- com uma constante de tempo C1R3. VD1<<<<L-